Рис. 5-9. Схема входного каскада с активной нагрузкой.

ра Тг и входным сопротивлением второго каскада и обычно находится в пределах от 50 до 60 дБ. Основным достоинством схемы входного каскада рис. 5-9 по сравнению со схемой рис. 5-8 является более широкий динамический диапазон напряжения положительной амплитуды, подаваемого на симметричный вход, который составляет величину, приближенно равную (к- L/бэ). Однако по сравнению с другими вариантами схем входных каскадов с активной нагрузкой, которые кратко будут рассмотрены ниже, схема рис. 5-9 имеет один основной недостаток: при балансе входных напряжений напряжения на коллекторах транзисторов Ti и Гг будут различны, что в конечном счете приводит к увеличению напряжения смещения из-за эффекта модуляции ширины базовой области. Небольшая величина коэффициента усиления ,р транзистора р-п-р типа, используемого в качестве нагрузки, также является причиной дополнительного рассогласования коллекторных токов, что в свою очередь увеличивает напряжение смещения. Типовая величина напряжения смещения для схемы входного каскада рис. 5-9 не менее 3 мВ.

На рис. 5-10 показана еще одна схема входного каскада с большим коэффициентом усиления, которая применяется в большинстве современных операционных усилителей. Хотя эта схема несколько сложнее

схемы, приведенной на рис. 5-9, но ее существенным достоинством является отсутствие влияния модуляции ширины базы на напряжение смещения ALp. Это объясняется тем, что входные транзисторы в этой схеме все время работают при одном и том же напряжении на коллекторе и через них протекает одинаковый ток. Кроме того, наличие в схеме каскада с общей базой на транзисторе р-п-р тша, включенного последовательно с входными транзисторами Ti и Гг, обусловливает более высокое входное сопротивление. В этой схеме обычно в качестве транзисторов Д±, Дг, Ti, и Tz используются боковые р-п-р транзисторы.

Работу схемы можно пояснить следующим образом. Две пары транзисторов Ти Гз и Тг, Г4, эмиттеры которых соединены между собой, эквивалентны двум транзисторам р-п-р типа с соединенными эмиттерными выводами, имеющим эквивалентный коэффициент усиления по току на низкой частоте, равный коэффициенту усиления п-р-п транзисторов Ti и Гг. На транзисторы Гз и Г4 р-п-р типа смещение подается с общего источника посто-

fa -О

Рис. 5-10. Схема входного каскада с активной нагрузкой, имеющая более высокий коэффициент усиления.

янного тока /б. Если предположить, что напряжения между базой и эмиттером транзисторов Ti и Гг, T и Тв хорошо согласованы, то коллекторные токи через каждый из этих транзисторов будут приблизительно равными. Транзистор Та задает уровень смещения на транзисторы T и Ts, а также служит каскадом, который имеет коэффициент усиления, равный единице, и преобразует напряжение на коллекторе транзистора T в базовое напряжение, управляющее транзистором Tg. Таким образом, дифференциальный выход каскада преобразуется в одиночный выход с коллектора транзистора Tg. В схеме такого типа, которая приведена на рис. 5-10, можно получить коэффициент усиления по напряжению, превышающий 60 дБ.

Реальный коэффициент усиления по напряжению определяется величиной входного сопротивления второго каскада и сопротивлением коллекторных цепей транзисторов 4 и Тв. Уровень постоянного напряжения на выходе близок к потенциалу минусовой шины источника питания. Последнее обстоятельство исключает необходимость иметь транслятор уровня постоянного напряжения при соединении с последующим каскадом.

Так как при одновременном изготовлении на одном кристалле транзисторов п-р-п и р-п-р типов не удается получить точно заданные абсолютные значения характеристик транзисторов р-п-р типа, в схеме для стабилизации рабочей точки транзисторов Гз и Г4 предусмотрена цепь обратной связи. В схеме рис. 5-10 цепь обратной связи образована транзисторами р-п-р типа Г5 и Ди который используется в диодном включении. Транзистор Д\ определяет уровни токов, протекающих через транзисторы Ti и Гг. Он также определяет величину тока через транзистор Г5, который в свою очередь регулирует базовые токи транзисторов Гз и Г4 путем сложения или вычитания токов транзи-

стора Г5 и источника постоянного тока /б- В дифференциальном каскаде такая обратная связь, кроме того, улучшает стабильность уровня смещения и подавление синфазных сигналов. При этом не оказывается никакого влияния на усиление дифференциального сигнала.

В ряде случаев входной ток схемы дифференциального усилителя может быть слишком велик, а входное сопротивление - слишком мало, чтобы удовлетворить предъявляемым требованиям. В таких случаях на входе включают дополнительные транзисторы, соединенные по схеме Дарлингтона, как это показано на рис. 5-11. При этом каждые два транзистора на входе схемы Ti, Гз и Гг, Г4 оказываются эквивалентны одному транзистору с эффективным коэффициентом усиления по току Ро, определяемым соотношением

Po=PlP3=p2P4.

(5-19)

Применение схемы Дарлингтона позволяет повысить входное сопротивление дифференциального усилителя до 10-20 МОм при входных токах порядка 5-10 нА. К сожалению, базовые токи и падения напряжения на переходе база - эмиттер f/gg в составном транзисторе, соединенном по схеме Дарлингтона, оказываются согласованными не столь же хорошо, как в одиночных транзисторах. По этой причине напряжения смещения и его температурный дрейф увеличиваются, как правило, до ±3 мВ и ±15 мкВ/°С

-Oi-E.

вых?

О-Еэ

Рис. 5-11. Каскад с входными транзисторами, соединенными по схеме Дарлингтона.

Рис. 5-12. Схема входного каскада, в которой использованы транзисторы с тонкой базой.

соответственно. Кроме того, изменения коэффициента усиления р составного транзистора при изменении температуры приводят к существенным изменениям входных токов и входных сопротивлений с температурой.

Более удачным с практической точки зрения методом повышения входного сопротивления и снижения входного тока является применение на входе транзисторов с тонкой базовой областью. В гл. 2 было показано, что транзистор с тонкой базой имеет коэффициент усиления по току, равный нескольким тысячам при токе базы в несколько наноам-пер. Изготовить такой транзистор на монолитной пластинке можно одновременно с изготовлением обычных биполярных транзисторов п-р-п типа или боковых р-п-р транзисторов с горизонтальным расположением активных областей путем введения одного дополнительного этапа диффузии (см. § 2-1). Однако следует иметь в виду, что пробивное напряжение коллектор - эмиттер транзистора с тонкой базой очень мало, как правило, не более 3-4 В, поэтому полный размах напряжения на нем необходимо ограничивать. Ограничение напряжения на транзисторе с тонкой базой достигается, если его использовать в качестве элемента в составном тран-

зисторе вместе с боковым р-п-р транзистором. Такое соединение транзисторов показано на рис. 2-13. На рис. 5-12 приведена практическая принципиальная схема каскада, в которой использованы транзисторы с тонкой базой. Для того чтобы отличить их от остальных транзисторов, транзисторы с тонкой базовой областью изображены на рисунке с утолщенной базой. Цепь обратной связи, образованная транзисторами Г5 и Гб, при любых сигналах на входе обеспечивает такие условия работы, при которых полный размах напряжения на транзисторах и Гг не превышает величины (7бэ. Таким образом, каждая пара транзисторов Ti, Г3 и Тг, Т4 эквивалентна одному транзистору п-р-п типа, который имеет пробивное напряжение как обычный п-р-п транзистор (Тз), а усиление по току как транзистор с тонкой базой (Ti). При использовании транзисторов с тонкой базой входной ток можно ограничить на уровне ниже 10 нА при величине сдвига входных напряжений, находящейся в пределах от ±0,5 до ±1 мВ.

Еще одним методом подхода к проектированию входных каскадов, обладающих очень высоким входным сопротивлением и небольшим входным током, является ис-

-ЮМ,,

Г-ХЛ

Рис. 5-13. Схема входного каскада с полевыми транзисторами.