Главная Цепи и сигналы [0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [ 34 ] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84] [85] [86] [87] [88] [89] [90] [91] [92] [93] [94] [95] [96] [97] [98] [99] [100] [101] [102] [103] [104] [105] [106] [107] [108] [109] [110] [111] [112] [113] [114] [115] [116] [117] [118] [119] [120] [121] [122] [123] [124] [125] [126] [127] [128] [129] [130] [131] [132] [133] [134] [135] [136] [137] [138] [139] [140] [141] [142] [143] [144] [145] [146] [147] [148] [149] [150] [151] [152] [153] [154] [155] [156] [157] [158] [159] [160] [161] [162] [163] [164] [165] [166] [167] [168] [169] Применяя формулы (3.94) и (3.97), получаем 5jx) = -Re j et«»+P<V2]e-i["o(<+t)+f5«+t)V2] (3.105) Пределы интегрирования взяты с учетом условия одновременного существования функций а (О и а (< + т) (рис. 3.31). С помощью несложных преобразований выражение (3.105) приводится к виду Ва (т) = V 2 т- • cos Шо т при 1 т1 2 при 1 т 1 > Ге/2. (3.106) Используя введенный в §3.7 параметр т [см. (3.38)] и учитывая, что prg = 2а)дГр = 2ят, приводим выражение (3.106) к более общему виду Ва (т) = Т, пт -тг- I i -- cos ©о (3.106) Множитель Vj/lTc = В а (0) = Э равен полной энергии рассматриваемого радиоимпульса (как и при импульсе с постоянной частотой заполнения, см. рис. 3.30, б). Ва(Г)/Э Щ I I -1> Рис. 3.32. Корреляционная функция ЛЧМ импульса Таким образом, Вд (Т) Вд (Т) Ва (0) Э COS (ЛХ. (3.107) График этой функции построен на рис. 3.32 для параметра ш = 100 в предположении, что (лТ очень велико (масштаб выбран произвольно). Огибающая корреляционной функции образует весьма острый пик (при /п > 1), а частота заполнения постоянна и равна центральной частоте ©„ исходного радиоимпульса. Рассмотренный здесь сигнал с большой базой т и его корреляционная функция представляют большой практический интерес для современной радиотехники. 3.12. ДИСКРЕТИЗАЦИЯ УЗКОПОЛОСНОГО СИГНАЛА Пусть задан сигнал а {t) = А (О cosij) (О - А (t) cos [щ( + в (t)], (3.108) спектр которого заключен в узкой полосе частот от щ до ©2 так, что модуль спектральной плотности Sa (©) имеет вид, представленный на рис. 3.33, а, причем в пределах полосы А©о спектр не обязательно симметричен относительно центральной частоты ©о = (<i + ©2)/2. Под узкополосностью сигнала подразумевается условие Д©о/©о = А/о о С 1- где А/о = Ашо/2я = = /2 - /1 - полоса частот, Гц. Предполагается, что функция А (i) является простейшей огибак?щей, т. е. что Л (?) и ij) (?) отвечают соотношениям (3.60) и (3.61). Если при дискретизации подобного сигнала исходить из ряда (2.114), то интервал между выборками должен быть не больше чем I/2/2. где /2 - наивысшая частота в спектре сигнала. Нецелесообразность такого подхода
Рис. 3.33. Спектр узкополосного радиосигнала (а) и комплексной огибающей этого сигнала (б) очевидна, так как информация о сигнале заложена не в частоту /j (или /i), а в огибающую А (t) или в фазу 0 (t), которые изменяются во времени медленно с относительно низкими частотами модуляции. Желательно поэтому так преобразовать выражение (2.114), чтобы интервалы между выборками определялись фактической шириной спектра, т. е. величиной А/о, а не верхней частотой /а- Для этого перейдем к аналитическому сигналу, соответствующему заданной функции а (t): z„(0 = (0e* = 4(0e®*" е"» =A(Oe»• (3.109) где комплексная огибающая A{t) = А (t) е С) представляет собой низкочастотную функцию, спектр которой Sa (Й) примыкает к нулевой частоте (рис. 3.33, б). Разложим комплексную функцию A{t) == А {t) ew по ортогональной системе А (О- 2 с„ф„(/), где базисная функция ф„ ( определяется выражением (2.115). Подставив этот ряд в (3.109), получим 2a(0- S С„ф„(0 (3.110) (3.111) после чего исходное колебание а (t) определим как действительную часть функции Za (t): (3.112) a(0-=Re 2 с„ф„(0 Как видим, задача дискретизации высокочастотного колебания свелась к задаче дискретизации комплексной огибающей А(/). При определении наибольшего допустимого интервала между выборками в разложении (3.110) необходимо исходить из наивысшей частоты в спектре функции \(t). Из оНределения ©о как средней частоты в полосе А ©о очевидно, что эта частота, отсчитываемая от i2 = О, равна Д©о/2 или в герцах А/о/2. Следовательно, интервал между выборками не должен превышать А< = 1/(2А/о/2) = 1/А/о, (3.113) а функция фп (t) должна иметь вид sin (Дмо/2) (<-гаДр sin пА{„ (t-пМ) (Ащ/2) (t-iiAt) " яД/о(/-"ДО От аналогичной функции, использованной в §2.15, ф„ (t) отличается только заменой © на А©о/2. Следовательно, спектральная плотность Ф(Q) функции Фо (О равна 2я/А©о = 1/А/о в полосе частот IQI < А©о/2 (рис. 3.32), а спектральная плотность функции фп (О (3.114) Ф„(Й) = Дсоо/2 О е->пдш при I Q К при 1Q1>. (3.115) Квадрат нормы функции ф„ (t) по аналогии с выражением, приведенным на стр. 60, ф„Р=.я/0,5А©„= А/о. (3.116) [0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [ 34 ] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84] [85] [86] [87] [88] [89] [90] [91] [92] [93] [94] [95] [96] [97] [98] [99] [100] [101] [102] [103] [104] [105] [106] [107] [108] [109] [110] [111] [112] [113] [114] [115] [116] [117] [118] [119] [120] [121] [122] [123] [124] [125] [126] [127] [128] [129] [130] [131] [132] [133] [134] [135] [136] [137] [138] [139] [140] [141] [142] [143] [144] [145] [146] [147] [148] [149] [150] [151] [152] [153] [154] [155] [156] [157] [158] [159] [160] [161] [162] [163] [164] [165] [166] [167] [168] [169] 0.0014 |