Главная  Расчет источников питания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [ 24 ] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

8. Определяем емкость связи между контурами (С4 на рис. 6.3, а) С4= р . C„,/Q„,.

(6.58)

9. Находим характеристическое сопротивление контура после выбора емкос-гев во формуле (6.5:)

Р=15ЭД„рС„...

10. Рассчитываем окончательные значения коэффициентов включения контуров

п(бэ -5„)/р; (6.59)

У4бэ-6к),.р/122з" (6.60)

И. Находим величину емкости второго контура полосового фильтра (С6 на рис. 6,3, а)

Се > с;, - fflc, (6.61)

где Сдх ~ входная емкость транзистора последующего каскада.

12. Определяем индуктивность контуров фильтра

= 2,53. lovc;

(6.62)

(L\ н £.2 выражается в микрогенрн; /пр- в мегагерцах; С - в пикофарадах).

13. Рассчитываем величину резонансного коэффициента усиления каскада

/Со = ГР/(1 + Р)) Рзив5расч12 (6.63)

- 0,1 0.2 0 Ofi- 0,5 0.6 ОП

Рис. 6.8. График зависимости коэффициента передачи ФСС от коэффициента ватухання Р и количества звеньев фильтра Пф

(р выражается в килоомах; Sp. - в миллиамперах на вольт). Необходимо, чтобы выполнялись условия > К; Ка < Кут

Остальные элементы схемы рассчитываются так же, как было псказмю в J6.3 н 6.5.

6.7. Расчет полосового усилителя с фильтром сосредоточенной селекции (ФСС) (рис. 6.3, 6)

Исходные данные: фиксированная частота пропускания /„р; входное сг протирле-нне последующего каскада сл> входная емкость последующего каскада С;

тнп транзисторов и нх параметры: £«, 1,, 5-,

акснмальный vctohhi

вый коэффициент усиления Ку„; расчетная полоса пропускания 2Д/; число звеньев ФСС Пф; обобщенное затухание, вносимое ФСС. рф.

В результате расчета требуется определить: кюффнциент усиления К,; данные контуров фильтра; коэффициенты включения фильтра /п, и т.

Расчет производим в следующем порядке:

1. Определяем коэффициент передачи фильтра Кф (отношение напряжения н.ч выходе фильтра и напряжению на его входе). Для этого используем график зависимости Кф от коэффициента затухания Р при соответствующем чнслезвеньев фильтра пл, (рис. 6.8).

2, Из условия обеспечения устойчивости определяем сопротиаленне, которое необходимо включить на входе н выходе фильтра

(6,61>

расч выражается в миллиамперах иа вольт; R - в килоомах).

В транзисторных усилителях в качестве согласующего сопротивления R, устэ-мого на входе и выходе ФСС, целесообразно использовать выходное сопро-

!г тнвление транзистора рассчитываемого каскада и входное сопротивление последующего каскада. Однако для этого необходимо прааилыю рассчитать параметры включения фильтра mj и т.

3. На.кодим коэффициенты включения фильтра

(6.65)

.JR.

(6.66)

= yR,

Если коэффициент подключения фильтра к коллектору транзистора rrii > 1, то принимается т - I. В этом случае необходимо включить на входе ФСС дополнительный шунтирующий резистор (R4 иа рнс. 6.3, б), величина сопротивления которого

RtRJu2jil,)-l Если mi < I; mj< I, то шунтирующий резистор RA не включается. При использовании резистора R4 определяется действительное сопропгвле-нне ФСС

R = /?4 1.з2, [Rt + (1/Луд1. (6-68)

4. Определяем емкости звеньев фильтра (p>ic. 6.3, б)

С СС- = С 159 „р/? пФ1; С- - С, = (318 . m2AfR) -2С (пФ]; С,= (1,2С)-т;с,„ (пФ]; С,„ = (1,2С") -/яС.ел

(6.69) (6.70) (6,71) (6.72)

(/„р выражается в мегагерцах; 24/- в килогерцах; R - в килоомах). Выбираем стандартные значения емкостей конденсаторов.

5. Находим индуктивность звеньев фильтра. Обычно принимают - Z. и Z-g = - Z.3 (рис. 6,3, б). В этом случае

L = L = 2AfRfAnfl (мкГн]; (6.73)

= = Z. = 2L мкГн1 (6.74)

(2Д/ выражается в килогерцах; R - в килоомах; [„р - в мегагерцах).

6. Рассчитываем коэффициент усиления каскада

Л„ = Кф5р,„;?т,т, (6.75)

(5 выражается в миллиамперах us вольт; /? - в килоомах). Необходимо, чтобы

Данные других элементов схемы (резисторов делителя напрнження. эмиттеч>нои цепочки термистабнлизации, разделительных конденсаторов, элементов развязывающего фильтра) рассчитываются по формулам, приведенным в § 6.3 и 6.5,

6.8. Расчет избирательных усилителей с обратной связью (рис. 6.6)

С.чсма, прпведе;1ная ич рис. 6.6. мспольэуется, главным (хразом, на низких чл-тотах и пре.чставллет собой, по существу, транзисторный усилитель низкой ча с-тг>гы, о\и.1ченный Д1>;-т)гочно глуп-жон отрицательной обратной связью. Поэтому расчет схемы сводится к проектированию усилнтеля низкой частоты без o6paT(i (/*i связи, а .iJiitM к определению параметров Тч)брз1Н(1Го фильтра, включенного в цепь обратной связи При этом может (;!,чзатья, что для получения заданного кпэф4»н-цнснг.ч yi-)i,.r Hiin Ii --x-viy Vi-nTiiTf-лт буд\т Бчпднть несколько каскадов с соответствующим .>.э,]1»м ("обратной связью



в качестве исходных данных для расчета могут служить: кваанреэонансная частота двойного Т-образного /гС-фильтра /«; полоса пропускания усилителя 2Д/; коэффициент усиления усилителя без обратной связи К.

В результате расчета необходимо определить режим работы усилителя, данные элементов его схемы и параметры Т-образного фильтра.

Расчет производим в следующем порядке:

1. Рассчитываем транзисторный УНЧ без обратной связи по методике, изложенной в гл. 4.

2. Задаемся величинами сопротивлений резисторов = /?а = R, удовлетворяющих неравенству

Я(7 ... 15)Ry, (6.76)

где /?ц - сопротивление нагрузки в цепи коллектора транзистора, с которого подается напряжение в цепь обратной связи (определяется при расчете усилителя). На рис. 6.6

Прн выполнении условия (6.76) может быть достигнуто согласование цепи обратной связи с выходом усилителя.

3. По известной частоте /о при условии Ci= С находим величину емкостей фильтра по формуле

С = Ш*/2п/о/? 16 lOVfoR [шФ] (6.77)

(/о выражается в герцах; Я - в омах).

4. Выбрав стандартные значения R], R2, Cl и С2, находим величины сопротивления резистора R3 и емкости конденсатора СЗ

Ra = . (6.78)

Сз = 2С. (6.79)

5. Определяем расчетную полосу пропускания усилителя иэ соотношения

2А/рзсч~4/К/о. (6.80)

Полученное значение 21 должно удовлетворять неравенству

2Л/расч<2А/. (6.81)

Если необходимо сузить полосу пропускания усилителя, следует повысить его коэффициент усиления.

6. Находим эквивалентную добротность усилителя с двойным Т-образиым RC-фильтром по формуле

Q.«. = /o/2u/pac4 = K/4. (6.82)

Стремясь к повышению избирательпостн ЯС-уснлителей. необходимо помнить, что с увеличением эквивалентной добротности фильтра заметно возрастает нестабильность коэффициента усиления, нзбирагельности и резонансной частоты. Поэтому прн конструировании усилителя низкой частоты с высокой избирательностью необходимо позаботиться о стабильности его элементов (особенно ЯС-фильтра) по отношению к изивяенням температуры н других факторов. В последнее время избнратадьиые /?С-уснлнтели строятся, главным образом, на интегральных микросхемах [191.

ГЛАВА 7

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

7.1. Общие сведения

Усилителями постоянного тока (УПТ) называют устройства, предназначенные для усиления по напряжению н по мощности сигналов постоянного или медленно меняющегося по величине тока. Они широко используются в электронных вычислительных устройствах, измерительной технике, управляюнци и следящих системах н в ряде других областей.

Усиление сигналов постоянного тока можно осуществить двумя принцитгиально J различными методами: непосредственно по постоянному току и с предварительным преобразованием постоянного тока в переменный.

Недостатком УПТ с преобразованием является относительная сложность схемы, содержащей, кроме усилителя, ряд других элементов. Поэтому наибо)ее часто в электронной аппаратуре используются УПТ с непосредственным (прямым) усилением сиг-


Рис, 7.1. Схема дифференциального каскада УПТ

Рис. 7.2. Схема дифференциального УПТ с дополнительным источником

Существуют разнообразные схемы УПТ прямого усиления. OcfioBHOH особенностью их является гальваническая связь между каскадами усилителя, при которой выход одного каскада соединяют со входом последующего или непосредственно проводником или через омические сопротивления.

Использование гальванической связи обусловливает две особенности усилителей постоянного тока: непостоянство «нулевого» уровня выходного напряжения или


тока, который подвержен самопроизвольному изменению (дрейф нуля), и своеобразие схем каскадов и усилителей в целом.

Дрейф нуля может быть вызван нестабильностью напряжений источников питания, изменением параметров усилительных элементов и деталей схемы иследствие их старения, колебаний окружающей температуры (особенно при использовании транзисторов) и т. д. Особенно опасен дрейф в первых каскадах УПТ, так как прн малых пряжение дрейфа становится сравнимым с усиливаемым сигналом или даже превышает его.

Если не принять мер к ослаблению Дрейфа, напряжение U,. будет недопустима искажено.

Основ1гой задачей разработки усилителей постоянного тока является рациональ ное построение схемы, обеспечивающее (при выполнении прочих требований) воз можно меньшую величину дрейфа.

Для снижения дрейфа применяют стабилизированные источники питания, .oxi ватывают каскады усилителя отрицательной обратной связью. Однако наиболее ден стаенным и экономически выгодным методом уменьшенпя дрейфа является исполь зование балансных усилительных каскадов. Типовые схемы балансных (дифференциальных) каскадов на транзисторах приведены на рис. 7.1-7.3.

Рис. 7,3. Схема двухкаскадиого дифференциального УПТ



Рнс, 7.1 представляет собой, по существу, мост, плечами которого являются резисторы R3 = R7 (нагрузочные сопротивления в цепи коллектора транзисторов VI и V2) и внутренние сопротивления транзисторов (вместе с соответствующей частью резистора Rb и резистором R6). К одной из диагоналей моста подведено напряжение источника питания Е., а в другую включен нагрузочный резистор R4, с которого снимается выходное напряжение. Резнсторы RI = R8 и R2 = R9 входят в делители напряжения источника питания и служат для выбора исходного режима работы каскадов. В эмнттерную цель каждого из транзисторов включены резистор R6 и соответствующая часть резистора R5. Для нормальной работы схемы она должна быть строго симметричной. В этом случае в исходном состоянии (до поступления входного сигнала) мост окажется сбалансированным, а напряжение на его выходе будет равно нулю.

Прн полной симметрии плеч токи покоя обоих транзисторов, а также их отклонения в случае изменения режима (например, прн изменении напряжения £пит температуры) имеют равную величину. Потенциалы коллекторов прн этом также равны или получают одинаковые приращения напряжений, Поэтому при одинаковом воздействии дестабилизирующих факторсв на оба транзистора одновременно баланс моста не нарушается и выходное напряжение не появляется, т. е. напряжение дрейфа равно нулю. Воздействие входного напряжения любой полярности приводит к раз-балансировке моста, так как на базы транзисторов подаются напряжения разный знаков. При этом потенциалы коллекторов получают одинаковые по абсолютной величине, но противоположные по знаку приращения, через нагрузочное сопротивление проходит ток, создающий на R4 напряжение (/рых- величина и полярность которого зависят только от величины и полярности входного напряжения.

В реальных балансных схемах всегда имеется некоторая асимметрия. Поэтому напряжение дрейфа на выходе полностью не исчезает. Однако дрейф нуля в балансных схемах определяется разностью токов обоих транзисторов и поэтому значительно меньше, чем в обычных схемах.

Для обеспечения дополнительной симметрии схемы и регулировки токов транзисторов в режиме покоя используется переменный резистор R5, величина сопротивления которого невелика. Обычно я= (0,01...0,05) R. На резисторе Д6 создается падение напряжения за счет токов эмиттера обоих транзисторов = (/3; + /35) X X Re, которое используется в качестве напряжения отрицательной обратной связи в режиме покоя. Любые одновременно возникающие нестабильности токов транзисторов будут ослабляться за счет глубокой отрицательной обратной связи. Вместе с тем на резисторе R6 не создается напряжение обратной связи для составляющих токов Д/э, и Д/э2. вызванных действием полезного сигнала. Это объясняется тем, что токи эмиттеров обоих транзисторов под воздействием сигнала получают равные, но противоположные приращения Д/31 = -Дэз. так как потенциалы баз всегда противоположны друг другу (когда на базу VI от источника сигнала, подается плюс, на базу V2-минус и наоборот). Следовательно, коэффициент усиления схемы не уменьшается.

На рис. 7.2 изображена схема дифференциального балансного усилителя, которая отличается от рассмотренной выше тем, что прн нулевом входном сигнале выходные клеммы также имеют нулевой потенциал по отношению к общей точке схемы (корпусу). Это достигается выбором напряжения дополнительного источника питания 2тгг I КЭ I + (Э1 + 32) ч- В остальном работа схемы иа рис. 7.2 не отличается от работы схемы на рнс. 7.1. Соответственно идентичен и расчет этих схем (только для схемы на рис. 7,2 необходимо прннять Е. = Е.-\- эпит)-

Балансные каскады УПТ могут работать с несимметричным входом или выходом. В этом случае они используются как промежуточные каскады для перехода от несимметричных схем к симметричным и наоборот. На рис. 7.3 приведена схема, в которой нервый каскад (на транзисторах К1 и V2) имеет несимметричный вход н симметричный выход, а второй каскад (иа транзисторах V3 н V4) - симметричный входи сиимет-)вчный выход. Для соединения балансных каскадов друг с другом используется непосредственная связь, при которой коллекторы транзисторов предыдущего каскада непосредственно соединены с базами транзисторов последующего (рнс. 7.3). Напряжение смещения иа базы транзисторов подается с помощью резисторов R4 ER]], сопротивления которых практически не влияют на усиление каскадов.

7.2. Расчет балансного каскада УПТ

Проектирование балансной схемы транзисторного PLT™

пнинаковых каскадов, каждый из которых представляет собой однотаитныи уснлн-PaSioHM вшмо порядок расчета Т1Т применительно к схеме на

" Исходные данные: напряжение на входе в режиме ""« fJV/"Г™» максимальные изменения напряжения входного сигнала ± At/ex. правление источника входного сигнала выходная мощность сопротив-

ление нагрузки R: напряжение источника питания ит-


Рис 7 4 Определение Y-параметров транзисторов в семействе выходных (а) и входных (б) характеристик

В результате расчета требуется определить режим работы каскада и данные элементов схемы.

Расчет производим в следующем порядке: „ „жж vnT

1. Чыбнраем тип транзисторов. Критерием выбора для РТУ является минимальное значение обратного тока коллектора /бо- также выполнение

условия

2. Находим коэф1)чц!1ент усиления каскада по напряжению

(7.1 (7.2]

AU„,

(7.3;

3 в семействе пыходных характеристик выбранного транзистора (рис. 7.4. а] выбираем рабочую точку Р. Для этого принимаем в режиме покоя

Ьк.-Ю.г ... 0,3)

-0,5/

Ктах

(7.4

где / , - справочное шачсние макспиа.пьно допустимого постоянного тока кол.кк.

кол.чект"?с транзпСора н режиме покоя Рр. превышать максималыч

донустивой постоянной рассеиваемой мощности Р„„ выбранного транзистора

Р>ц, = UWkv < Ртах-



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [ 24 ] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

0.0021