четырехфазного манипулятора (рис. 3.8 б) видно, что его можно использовать в качестве устройства сдвига частоты в основе работы которого используется принцип амплитуд ной балансной модуляции, обеспечивающей подавление несущей частоты, и квадратурного сдвига фазы модулируй, щих сигналов для подавления одной боковой частоты.

Сигнал несущей частоты подается на вход направленного ответвителя 10, одно из плеч которого нагружено на

1,дБ

согласованную нагрузку и далее со сдвигом в 90° поступает на входы кольцевых мостов И и 12. На эти же входы подаются сигналы и Pq с разностью фаз 90°. Частота й этого сигнала соответствует сдвигу несущей частоты со. Промодулированные сигналы в Кольцевых мостах суммируются на выходном плече устройства Рщ+о. Причем колебания одной боковой частоты (например, верхней боковой La+o) поступают в выходное плечо синфазно, а другой боковой (нижней L-q) - противофазно. Используемый на выходе переход СПЛСЩЛ 13 возбуждается только синфазными колебаниями (§ 2Л), а противофазные колебания от него переотражаются в кольцевые мосты и участвуют в дальнейшем процессе преобразования несущей частоты.

Устройство сдвига, реализующее данный принцип преобразования частоты, является нелинейным; поэтому выходной спектр содержит не только нужную боковую

ry, но и боковые частоты высших порядков: co+nQ, 2, . . . Как правило, схемотехническое решение обес-ает подавление несущей (со) и четных боковых (п=2, .) частот кольцевым мостом на уровне свыше 30 дБ. КфТоЩ наибольший интерес представляют ближайшие "боковые частоты третьего порядка (L(o±nfi).

Исследование устройства сдвига частоты проводилось да частоте синусоидального сигнала й=1 МГц и мощности входного сигнала ©=1 мВт. На рис. 3.9 приведены выходные характеристики потерь преобразования сигналов относительно уровня несущей частоты. Видно, что в полосе Щастот flfo-1,8-4,2 потери преобразования для верхней боковой частоты составляют менее 7 дБ. Подавление несудей частоты L(o>30 дБ (сплошная кривая), для нижней роковой La-fi>20 дБ (штриховая кривая). Боковые частоты третьего порядка /.и±з£2>28дБ (пунктирная и штрих-пунктирная кривые), а более высокого порядка имеют подавление свыше 40 дБ. Из анализа приведенных данных видно, что равномерное поведение кривых по потерям преобразования частоты указывает на отсутствие резонансов Б устройстве сдвига частоты. Таким образом, преобразование сигнала в рассмотренном устройстве является однополосным. При этом существенно отсутствие каких-либо полосовых фильтров, что значительно упрощает технологию производства однополосных модуляторов.

Объемный модуль однополосного устройства управления сигналом (рис. 3.8 б) в общем случае может выполнять еще целый ряд различных функций. Рассмотрим их более подробно, взяв за основу схему входов и выхода, показанную на рис. 3.8 а.

Амплитудная модуляция. Как уже отмечалось, при подаче на входы сигнала гетеродина и модулирующего сигнала низкой частоты Pq (co>fi) с выхода получим ампли-тудно-модулированный сигнал /.4= (КЩ /п) cos (со-Q) t с подавлением несущей и верхней боковой полосой {К - коэффициент передачи сигнала).

Удвоение частоты. При необходимости удвоения частоты достаточно вход модулирующего сигнала синфазно соединить с входом гетеродина (Рц=Ра). Выходное напряжение bbix=f/const+0,5 cos 2 lot при этом имеет составляющую удвоенной частоты и постоянную составляющую, которую можно устранить путем включения блокирующего Конденсатора на выходе устройства.

Смеситель частоты. Для применения устройства в Качестве смесителя частоты необходимо подать в плечо Рых

модулирующий сигнал с частотой, близкой к частоте сигнала гетеродина (со»й). При этом выходным будет плечо Процесс смешения частот аналогичен процессу реализации балансной модуляции /вых=0,5 UsiUcosico-Q) t.

Детектор AM. Детектирование AM сигнала можно осуществить путем его подачи в плечо Рд,; на вход Pq при этом следует подать немодулированный сигнал с частотой, равной частоте несущего сигнала со. В данном случае детектирование является синхронным из-за совпадения частоты подаваемых сигналов. На выходе амплитудного детектора, выделяется огибающая модулирова1шого сигнала Бых=0.5 /Сий cosfif, содержа1цая полезную информацию.

Фазовый детектор. На основе той же схемы довольно просто реализовать фазовый детектор. При этом на один вход Рщ следует подать фазомодулированный сигнал, а на вход Psi - опорный сигнал с той же частотой (со=й), ио со сдвигом фазы на величину ср. На выходе будем иметь постоянное напряжение, которое пропорционально косинусу мгновенного значения фазы фазомодулированного напряжения /вых=0.5 UqUcosff.

Частотный детектор. Эта же схема позволяет осуществить процесс частотного детектирования. Для этого в плечо Р(в нужно включить ограничитель амплитуды, который преобразует гармонические входные сигналы в квазипрямоугольные импульсы. Напряжение на выходе частотного детектора есть С/еых= (2 /С/зх) sin Дер» (2 KQI) А /; здесь Дср=2 QA /, Q -• добротность. Оно изменяется в такт с модулирующим напряжением, которое пропорционально отклонению частоты А /.

Таким образом, рассмотренная схема устройства управления сигналами в объемном исполнении выполняет целый набор функциональных нагрузок. При этом для перестройки достаточно, не затрагивая самой конструкции узла, менять лишь форму сигналов, подаваемых на входы и выходы устройства.

Проведенный анализ схемы управления показал, что выходные напряжения сигнала пропорциональны сумме либо произведению напряжений входных сигналов. Это дает возможность использования устройств управления на ОИС в цифровой аппаратуре для выполнения математических операций умножения и возведения в степень, деления, извлечения корня и определения среднеквадратичного значения.