Главная  Интегральные схемы 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [ 15 ] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36]

При выборе определенных волновых сопротивлений четвертьволновых шлейфов (число шлейфов кратно нечетному числу) НО реализует уникальное свойство соединения пересекающихся ЛП с высокой степенью развязки. Последнее обстоятельство представляется весьма важным при коммутации активных элементов, объединении логических ячеек систем обработки информации в ОИС и т. д. В режиме развязки сигнал из плеча ) полностью переходит в плечо 4, а из плеча 2 - в плечо 3, поскольку подаваемый сигнал


/ .7

~~7Г

{ \

/

к..1о, ,

Рис. 2.12

в плечо / синфазно делится между шлейфами на сигналы, приходящие в плечи 2 и 5 в противофазах.

Применение НО в устройствах фазовой обработки сигнала требует постоянства сдвига фазы на 90 в весьма широкой полосе частот (октава и более). Для достижения этой цели достаточно исключить четвертьволновые отрезки между шлейфами. Это реализовано на эквивалентной схеме рис. 2. И б. Для сохранения основного физического свойства - направленности - необходимо средний шлейф включить в ЛП последовательно. Топология соответствующего НО приведена на рис. 2.12 б. Его входные (7, 2) и выходные (3, 4) плечи выполнены на НЩЛ, образованной слоями металла 5-7, расположенными по разные стороны слоя диэлектрика 8. Слои металла 5 и 7 соединены между собой двумя шлейфами 9 и /С на НПЛ, а в слое металла 5 симметрично под шлейфами 9 и 10 вырезана СЩЛ .

Направленность, равенство деления мощности и сдвиг фазы сигнала на 90° сохраняются в широкой полосе частот



при условии выполнения равных электрических длин шлейфов 9, 11- Однако поскольку используемые ЛП (НПЛ и СЩЛ) имеют дисперсионные характеристики, то условие равенства длин шлейфов 9, 11 выдерживается практически до октавной полосы частот.

Интерес разработчиков, как правило, в значительной степени направлен на достижение предельно возможных Минимальных габаритов БЭ [4]. Наиболее простой путь состоит в уменьшении числа шлейфов. Может показаться несколько необычным с конструктивной точки зрения выполнение шлейфов в виде отрезка связанных ЛП, но это естественно по физическим соображениям. Действительно, поскольку на четвертьволновом отрезке связанных ЛП (рис. 2.12 е) возникают четные и нечетные волны (синфазный и противофазный типы колебаний), равенство их фазовых скоростей позволяет создать условия для получения максимальной направленности и постоянства сдвига фаз сигналов на 90°. Эквивалентная схема данного НО представлена на рис. 2.11 в.

Конструктивная реализация НО со связанными ЛП в объемном исполнении приведена на рис. 2.12 в. Входные (/, 2) и выходные (5, 4) плечи на НПЛ расположены на внешних сторонах слоев диэлектрика 5, разделенных слоем металла 6. Четвертьволновая область связи образована по-лосковыми проводниками 7 и 8, расположенными друг под другом, с поперечными размерами, несколько большими, чем размеры проводников НПЛ. В области включения плеч /-4 полосковые проводники 7, 8 имеют скосы под углом 45°, что позволяет снизить коэффициент отражения сигнала практически до нуля. В слое металла 6 симметрично относительно полосковых проводников 7 и 5 вырезана диафрагма

9 с поперечным размером четвертьволновой длины. Середины противоположных сторон диафрагмы в продольном направлении под полосковыми проводниками соединены узким проводником 10. Поперечный размер узкого проводника

10 на порядок меньше размера полосковых проводников 7 и 5. Проводники 7, 8 и 10 в области связи образуют СПЛ ограниченной ширины.

Принцип работы НО основан на возбуждении в СПЛ ограниченной ширины четного и нечетного типа колебаний. При этом четный тип колебаний имеет структуру поля, близкую к структуре поля СПЛ, а нечетный тип - НПЛ. При возбуждении плеча / (или 2) сигналы с равными амплитудами и сдвигом фазы на 90° распределяются в плечи 3 и 4. Ширина диафрагмы выбирается из соображений



подавления паразитных типов поверхностных и объемных волн, возникающих в поперечном направлении продольной оси НО.

Описанные объемные квадратурные НО отличаются от «традиционных» планарных конструкций возможностью получения более сильной связи в широкой полосе частот и отсутствием характерных дополнительных узлов, выполненных в виде навесных перемычек и сосредоточенных элементов. Это дает возможность, согласно принципу конструкционного соответствия, широко использовать данный класс устройств в ОИС исполнении в СВЧ модулях РЭА и систем сверхбыстрой обработки информации на СВЧ.

§ 2.3. Фильтрующие объемные структуры

Фильтрующие устройства являются одними из наиболее распространенных базовых элементов РЭА. Основное свойство фильтра - это способность избирательно пропускать (или не пропускать) волны в некоторой ограниченной или полуограниченной полосе частот. Кроме того, фильтрующие устройства выполняют функции согласования сигнала с внешним каналом связи - полезный сигнал выделяется из аддитивно-мультипликативных смесей сигналов и шумов. Эти качества фильтра широко используются в цифровой и аналоговой аппаратуре. Особенно большое число фильтров требуется в цифровых системах (например, радиорелейной, спутниковой, радионавигационной и др.). Проблемы проектирования и реализации высококачественных многоканальных систем сверхбыстрой передачи, приема и обработки больших объемов информации резко повышают требования к амплитудным и фазовым частотным характеристикам (АЧХ и ФЧХ) радиотехнических трактов.

Простейшей моделью полосового фильтра является традиционный для физики колебательный контур (рис. 2.13 а) на сосредоточенных элементах L и С; в коротковолновой области аналогом контура является объемный резонатор. Частотная характеристика одиночного резонатора обычно не удовлетворяет требованиям практики по избирательности (малая крутизна скатов АЧХ, малый линейный участок ФЧХ и др.).

Улучшение избирательных свойств фильтра достигается с помощью связанных колебательных систем, содержащих два или более резонаторов (рис. 2.13 б, в). Результирующие характеристики системы связанных резонаторов зависят от их собственных резонансных частот и коэффици-



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [ 15 ] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36]

0.0008